电子电路错误、失误和意外

您有一个 12V 灯泡，因为您想延长其使用寿命或降低其亮度，所以想将一个串联电阻与灯泡串联。要了解灯泡的电阻，可以使用万用表测量。万用表测量灯泡的电阻为 18 欧姆。您决定使用 10 欧姆电阻作为灯泡的串联电阻。

您可以使用欧姆定律来检查灯泡上预期的电压。

流过灯泡的电流为：（12V (V) / (10 欧姆 R1) + 18 欧姆 (B1)) ) = 420mA。因此，灯泡上的电压为 420mA * 18 欧姆 = 约 7.7V

然后你打开电源并测量灯泡的电压。

令您惊讶的是，您测得的灯泡电压为 11.4V，而不是根据欧姆定律计算出的 7.7V！

我们哪里错了？

我们忘记了，当灯丝冷时，灯泡的电阻比灯丝加热时低得多。因此，当灯泡通电时，其电阻从 18 欧姆变为 190 欧姆，高出 10 倍以上。因此，与 R1 相比，灯泡的电阻突然成为主要因素，R1 几乎可以忽略不计，导致几乎所有电压都压在灯泡上。由于灯泡的电阻随温度升高而增加，因此这称为正温度系数 (PTC)。

学到教训了吗？

组件可能具有温度依赖性，在计算中使用其电阻或阻抗时需要考虑到这一点。

假设您有一个电阻分压器，其中有 2 个 1MOhm 电阻器（R1 和 R2），直流电压为 12V（V1）。

由于两个电阻相等，我们预计 R2 和 R1 上的电压均为 6V。

建立电路并用电压表测量 R2 上的电压。测得 R2 上的电压为 5.75V，R1 上的电压也为 5.75V。

但令人惊讶的是，当你将两个电压相加时，你得到的是 11.5V 而不是 12V。嗯，电压表肯定不准确。因此，你使用 5 1/2 位或谁知道 6 1/2 位非常准确的万用表，再次测量 R2 上的电压为 5.75V，R1 上的电压为 5.75V。

我们哪里错了？

我们忘记了电压表（或万用表）的输入阻抗会影响我们的电路。万用表的输入阻抗通常为 10MOhm。这意味着当您测量 R1 或 R2 上的电压时，您实际上将 10MOhm 电阻与 1MOhm 电阻并联。由此产生的并联电阻低于 1MOhm：总电阻 = R1 10MOhm / (R1 + 10MOhm) = (1MOhm 10MOhm) / (1MOhm + 10MOhm) = 909.0909kOhm。

假设我们将万用表连接到 R2 上。R1 与万用表的输入阻抗并联后，总电阻将低于 1MOhm，即 909.09kOhm。连接万用表后，电路的总电阻会降低，因此流过电路的电流会更高。电流将为 12V / (1MOhm + 909.09kOhm) = 6.28uA。如果没有万用表，电流将为 12V / 2MOhm = 6uA。更高的电流会导致 R1 上的电压降更大 = 1MOhm * 6.28uA = 6.28V。万用表测量的电压将为 12V - 6.28V = 5.72，而不是我们预期的 6V！

学到教训了吗？

在高阻抗（高值电阻或高阻抗）电路中进行测量时，由于测量设备输入阻抗的影响，可能会出现严重的测量误差。使用示波器测量时，10:1 探头的阻抗将高于 1 1:1 探头。使用万用表时，输入阻抗可能会根据所选范围而变化（即使它是自动量程万用表）。

我经常在网上看到关于电流是否流过电容器的讨论。电容器的电介质是绝缘体，因此没有多少电子能够通过电介质从电容器的一个极板移动到另一个极板。漏电流是唯一可以实际流过电介质的电流。这种漏电流是由于电介质的缺陷造成的。漏电流的大小取决于施加在电容器上的电压，范围可以是微安。

将电容器充电至一定电压的充电电流根本没有流过电介质。

我们哪里错了？

想象一下，电容器是水管中的柔性膜。当水被泵入水管时，膜会弯曲，膜另一侧的水会被推出水管。所以，你看到的是水进入水管，而水从另一端流出水管。水会流过膜吗？不会。但看起来还是会。当我们将水视为电子，将膜视为电容器的电介质时，我们会看到电子流向电容器的一个极板，同时我们会看到电子从另一个极板流出。这是否意味着电子会流过电介质？不会，一个极板上的电子会排斥另一个极板上的电子，因此看起来它们确实会流过电介质，但事实并非如此。

当然，与水的类比并不是无懈可击的，但它有助于形象化地展示其效果。

学到教训了吗？

事实上并非所有事物都是表面所见的那样。

假设您想制作一个分压器，将交流电压分成两半。您可以使用 2 个电阻来实现这一点，但让我们尝试使用一个电阻和一个电容器。

我们有一个频率为 1kHz 的 10Vpp（峰峰值）正弦交流电压，我们想用电阻和电容将其分压为 5Vpp。此外，这并不重要，但交流正弦电压是对称的，因此幅度范围从 +5V 到 -5V，从而得到 10Vpp。

检查电路。C1 的值是多少才能将 V1 除以 2，从而得到 C1 上的 5Vpp？

我们哪里错了？

我们忘记了电容器也会引起相位差。因此，我们不能只将电阻 R1 添加到 C1 的阻抗中来获得总阻抗。这是因为 C1 上的电压与 R1 上的电压不同相。将这些电压相加时，您将无法获得与电压同相时相同的结果。

由于存在这种相位差，我们需要将电阻和电抗（电容器的阻抗）视为具有一定角度（相位差）的矢量。要对矢量求和，并考虑到它们的相位关系，我们需要使用矢量和（毕达哥拉斯）。请参见矢量图。

您还会看到，当您将 1K 的电抗与 1K 的电阻相加时，得到的总和不是 2K，而是 1.41K。

这就是为什么我们构建的分压器不会给你一半的输入电压 = 5Vpp 而是 7Vpp。

学到教训了吗？

处理电容器或电感器时，您需要考虑到这些元件会引入相移。由于相移，简单地将电压或电流相加会得出错误的结果。

您正在使用万用表测量交流信号，但您不知道该信号的波形，也不知道其频率。您只知道交流信号的频率必须在 100Hz 至 10kHz 范围内。万用表是真正的 RMS 表，您可以使用测量结果来了解电路的工作原理，因为您不知道电路的工作原理以及在电路中会遇到哪种信号。

我们哪里错了？

如果您要研究一个电路，但不确定要测量哪种波形，则很有可能会误解信号。最好的办法是使用示波器来研究电路。为什么？

使用真有效值万用表测量交流电压时，您测量的不是交流信号的峰值电压或平均电压，而是信号的加热容量。加热容量是在电阻中产生相同热量的直流电压。很难理解，但当您想要解释万用表的真有效值交流测量时，了解波形形状至关重要。最简单的情况是，当您测量的交流波形是完美的正弦波时。在这种情况下，RMS 值将是峰值电压除以 2 的平方根。但是当正弦波严重失真或交流波形为三角波或方波时，交流测量将产生完全不同的结果。

查看这 3 个图表，您可以看到 3 种具有相同幅度的不同波形的 AC RMS 测量值。

您可以清楚地看到，三角波的热容量最低（RMS 值最低），其次是正弦波和方波。如果您认为热容量与波形包络下方的表面成正比，那么这是有道理的。

笔记：

当改变任何信号的对称性时，您会得到完全不同的 AC RMS 测量结果：

幅度为 10Vpp 的 1kHz 方波：

* 50% 占空比，导致 RMS 值为 5.V。

* 10% 和 90% 的占空比，均提供 3V 的 RMS 值！

如果您想知道为什么占空比为 10% 或 90% 的方波会给出相同的 RMS 值，那么请再次将其视为正向和负向波覆盖的表面积之和。占空比为 10% 或 9% 的波形的总和相同。

学到教训了吗？

如果您不确定电路中会出现什么信号或什么波形，请务必使用示波器进行检查。使用示波器，您可以同时看到直流偏移、交流振幅和波形形状。使用示波器，您还可以检测到信号中的伪影，而使用万用表则永远无法发现这些伪影。万用表可用于验证有限频率的直流电压和纯正弦交流信号（优质万用表的频率小于 500kHz，廉价万用表的频率小于 1kHz）

您想使用万用表测量流过电路的电流。首先计算预期电流，然后用万用表测量电流。令您惊讶的是，测量结果与您的预期有一点偏差。虽然偏差不大，但为什么呢？

我们哪里错了？

当您将万用表插入电路以测量流经该部分电路的电流时，您必须考虑到万用表的内部电阻不为零。优质万用表的内部电阻相当小，但不为零。因此，通过测量电流，您会在电路中添加额外的电阻。由于流动的电流，万用表上的电压会下降。这个额外的电压降会导致电路中的电流降低，从而产生测量误差。额外的电压降称为“负担电压”。

在电路中，我展示了未插入万用表（或任何其他电流测量设备）的电路（左图）与插入万用表的电路（右图）之间的差异。

在左图中，您可以看到流过电路的电流为 = (10V / R1) = 10V / 10 Ohm = 1A。

右图是将一个电流表插入电路，这个电流表的内阻为0.1欧姆，由于这个内阻很小，所以电流测量的误差很小，电流流过这个额外的0.1欧姆内阻所引起的负载电压为0.099V。

总的来说还不错。但是当你测量更高的电流或仪表有更高的内阻时，测量误差可能会很大。有些电路必须精确校准一定电流。在这些情况下，重要的是要意识到将仪表插入电路时会出现测量误差。

学到教训了吗？

每个万用表都有一个负载电压，这会导致测量误差。通常，这个误差很小，可以忽略不计，但在某些情况下，您需要能够进行精确的电流测量。钳形电流表允许在不将仪表插入电路的情况下测量电流，但钳形表设计用于测量相当高的电流，并且不如电流测量能力有限的万用表那么准确。

您构建一个简单的晶体管电路，使用晶体管作为开关。开关由来自 Arduino 的 5V 数字输出 fe 控制。该数字信号是方波，占空比为 50%，频率为 500kHz。对于可以轻松处理 100 MHz 以上频率的晶体管来说，这应该是小菜一碟。

你搭建了图示的电路并测量了输出。令你惊讶的是，输出一直很高，所以我们的晶体管根本没有切换。怎么会这样？输入信号肯定足够高，可以产生足够的基极电流，晶体管的速度也足够快，可以处理 500kHz 的频率！

在电路中您还可以看到输入信号不同频率的输出波形。

我们哪里错了？

当您将频率降低到 100kHz 时，您将看到晶体管确实在工作，并且输出将在 0 和 12V 之间切换，但您将看到即使在 100kHz 时，晶体管也无法 100% 跟随输入信号。问题是您正在将晶体管驱动到饱和状态。当晶体管被驱动到饱和状态时，它会变慢，因为它无法足够快地消除结区中积累的电荷。在饱和状态下，基极-发射极结（约 0.6V）和基极-集电极结（约 0.3V）都是正向偏置（正电压差）。集电极-发射极电压将为约 0.3V。由于两个结都是正向偏置的，因此当晶体管截止时，这两个结上积累的电荷需要排出。当无法足够快地去除这些电荷时，即使基极电流被移除以切断晶体管，晶体管仍保持活动状态（导通）。

当输入为占空比为 50% 的 5V 方波（对称方波）时，输入频率为：

1. 100kHz 的输出占空比为 32%。这意味着晶体管已经很难跟上输入。
2. 150kHz 提供占空比为 27% 的输出
3. 200kHz 提供占空比为 20% 的输出
4. 250kHz 提供占空比为 10% 的输出
5. 300kHz 提供占空比为 6% 的输出
6. 350kHz 提供占空比为 2% 的输出
7. 400kHz 的输出占空比为 0%。这意味着晶体管不再截止，因此保持活动状态。

学到教训了吗？

请注意，双极晶体管在饱和时会变慢。为了防止饱和，有一种称为“贝克钳位”的方法，即在晶体管的集电极和基极之间添加一个肖特基二极管，阳极连接到基极，如第二个电路所示。肖特基二极管将晶体管的基极-发射极电压钳位到最大值约 0.6V + 晶体管集电极-发射极结的 0.3V + 肖特基二极管上的 0.3V 压降。这样，晶体管就不会被驱动到饱和状态。这将提高晶体管的速度。

当你需要快速有源开关时，最好使用 MOSFET。无论是否使用高频栅极驱动器，这些 MOSFET 都可以更快地切换且功耗更低。

您想要整流频率为 100kHz、占空比为 50% 且幅度为 10Vpp（+5V 至 -5V）的方波信号。

使用 1N4007 二极管构建如图所示的简单电路。当然，1N4007 对于此应用来说有点过头了，但我选择此二极管是因为它非常适合展示我们正在讨论的问题。

您用示波器检查电路的输出，惊讶地发现二极管没有完全消除方波的负向部分。您仍然看到负向部分，而您预计二极管会整流信号，因此输出端只出现正向部分。

在图中您可以看到电路和输入/输出波形。

我们哪里错了？

当你需要整流高频信号时，你需要检查你使用的二极管的反向恢复时间。反向恢复时间是当电压突然反转时二极管从导通切换到截止所需的时间。1N4007 需要大约 3us 才能从导通切换到截止，因此它是一个相对较慢的二极管。1N4148 的反向恢复时间为 4ns，因此它是一个非常快的二极管。这是因为它是一个低功率二极管，在导通时会存储少量电荷。因此要停止导通，它只需释放少量电荷。

学到教训了吗？

最常见的高功率二极管并不是无限快的，需要时间（微秒）才能关闭。对于快速开关电源应用，设计了特殊的快速恢复二极管，其反向恢复时间在几十纳秒到几百纳秒范围内。

您使用硅二极管构建整流电路，并想要整流在 0V 和 0.4V 之间交替变化、频率为 100Hz 的正弦信号。

检查电路输出时，发现输出死机，根本没有整流正弦信号。问题出在哪里

我们哪里错了？

电路无法工作，因为输入电压太低。普通二极管的正向电压约为 0.7V。肖特基二极管的正向电压约为 0.3V。输入信号必须高于二极管的正向电压才能使二极管导通。当输入信号低于二极管的正向电压时，二极管根本不会导通，输出将保持 0V。

学到教训了吗？

当您想要整流信号时，请务必检查信号电平是否超过二极管电压降。

当你需要一个没有这种压降问题的整流器时，你可以使用基于OPAMP的精密整流器。

这是一个经常犯的错误。你想测量电路中某个元件的电压，但该元件的任何端子都没有接地。因此，你必须将示波器探头的接地夹放在带电压的点上。因此，你将接地夹连接到该点，然后砰的一声，冒烟，电路断了。发生了什么？

我们哪里错了？

示波器探头的接地夹直接连接到示波器的底盘，而底盘直接连接到保护接地。如果您想使用示波器探头在电路中进行差分测量，则需要确保电路接地未连接到保护接地。否则，您将在电路中造成短路，这可能会损坏电路，甚至在电路能够提供足够电流时损坏示波器。

参见图片，其中示波器通过将接地夹连接到参考接地和保护接地的电路的 +12V 电源来产生短路。接地夹将使 +12V 短路。

当电路参考未连接到保护接地的参考接地时，您可以将接地夹连接到电路的 +12V 电源，并以此方式测量 R1 上的电压。如果 +12V 来自电池，因此电路的接地是浮动的，则没有问题。

有些人使用示波器的电源线，其中的保护地线被剪断了，因此探头的底盘和接地夹是浮动的，您可以使用示波器进行差分测量而不会发生短路。除非您确切知道自己在做什么，否则请不要这样做，因为在测量高压或电源电压时，您会造成非常危险甚至致命的情况。当您将探头夹连接到高压或电源电压时，示波器探头的整个底盘（包括金属 BNC 连接器）都将处于这种高压下。如果您没有意识到这是由于切断示波器的保护地线而导致的后果，这将非常危险！

学到教训了吗？

当您将示波器的接地夹连接到带电压的点时，防止其短路的唯一好方法是确保电路浮动。例如，通过使用电池为电路供电或使用隔离变压器。

另一种方法是使用 2 个示波器探头，并使用示波器上的数学函数将两个测量值相减，以找出 2 个探头之间的电压。这绝不会造成短路，因为接地夹连接到电路的接地，而探头尖端连接到带电压的点。

最好的解决方案是使用差分探头，但是这些探头通常非常昂贵。

我经常使用面包板来测试设计或研究电路块。但并非所有电路都适合在面包板上实现。

涉及高频（> 10 MHz）的电路在面包板上表现不佳，因为使用面包板会引入所有寄生电容（短接触条之间约 3pF 和长电源条之间 > 25pF）和额外电感（fe 约 1uH 长电源条）。

请注意，1pF 电容代表 10 MHz 时约 16 k Ohm 的电抗（阻抗），1uH 电感代表 10 MHz 时约 63 Ohm 的电抗（阻抗）。因此，尽管这些值听起来微不足道，但当它们处于 DC 和低频时，它们会导致高频信号和具有非常陡峭边缘（上升和下降时间在纳秒或微秒范围内）的信号质量下降。

这种性能下降可以看作是边沿速度减慢，这可能导致定时问题或电感引起的过冲/下冲（振铃、电感反冲、振荡、地面反弹）。所有这些影响都可能导致电路行为不可预测或不稳定。

面包板的另一个缺点是：对于数字电路，您需要将电源旁路或滤波电容器尽可能靠近芯片的电源和接地引脚，以确保最大程度地滤除开关噪声。在面包板上，您还需要确保电源滤波器/旁路电容器与芯片的电源和接地引脚之间的距离最短。如果您使用长线连接远离芯片的滤波电容器，芯片的开关噪声可能会影响使用相同电源轨的另一个芯片，从而导致各种奇怪的行为。

当您测试高功率（> 1A）、高频（> 10 MHz）振荡器电路、快速开关 MOSFET 电路、具有高峰值电流和陡峭斜率方波信号的开关模式转换器电路时，我强烈建议不要使用面包板，而是在覆铜板上构建它，使所有连接尽可能短，并使用适合该工作的正确电线尺寸/类型。

廉价的面包板跳线两端都有小插针，当较大的电流（> 1A）通过这些电线时，会引起电压降。我不使用这些小跳线，而是使用具有实心芯（非绞合）的普通电线，芯线直径为 0.6 毫米。我将它们切割并剥成我需要的长度。使用最短的长度在面包板上进行连接。

此外，面包板之间的质量差异很大。面包板触点的形状、柔韧性和镀层决定了触点的长期质量。我见过一些面包板，触点质量很差，电路因为接触不良而无法可靠工作。

当并联多个相同类型的 LED 时，如果希望 LED 输出相同的强度，则需要为每个 LED 提供一个串联电阻。当并联不同类型的 LED 时，必须提供单独的串联电阻，否则某些 LED 根本不会发出光。

这是为什么？

我们哪里错了？

同一类型的 LED 的正向电压并不完全相同，取决​​于流过 LED 的电流。当并联多个 LED 时，电流不会均匀地分配给 LED，从而导致强度差异。

为了防止出现此问题，每个 LED 都必须有自己的限流电阻，如上图右侧电路所示。每个 LED 都有自己的限流电阻，这意味着 LED 不会再因正向电压差异而相互影响。因此，电流将更均匀地分配到每个 LED 上，并且 LED 的强度差异将最小化。

学到教训了吗？

切勿直接将 LED 并联，而是为每个 LED 添加一个限流电阻，以确保所有 LED 具有相同的强度。

在处理 MOSFET 时，尤其是处理低功率 MOSFET（例如 BS170 或 2N7000）时，应小心防止或尽量减少 ESD（静电放电）。这些设备对 ESD 非常敏感，因此请采取预防措施，以防止携带可能放电到 MOSFET 栅极上的电荷。如果在 MOSFET 组装到电路之前发生放电，则该设备很有可能完全无法工作或表现出一些不稳定的行为，直到最终损坏。ESD 腕带是防止 ESD 发生的理想选择，或者您可以在开始处理 MOSFET 设备之前触摸保护性接地连接以放电。

一旦将器件组装到 PCB 上，损坏 MOSFET 的可能性就会降低，因为放电可以通过不同的路径接地，但这并不能保证。ESD 事件可能会损坏一个组件，尽管它仍然可以工作，但它会随着时间的推移而退化，并在正常使用寿命结束之前很久就损坏或开始出现故障。

对于数字电路来说，保持所有芯片的电源分配干净且无噪声至关重要。当数字芯片在 0 到 5V 之间快速切换输出时，它将为下一个芯片提供或吸收电流。该电流来自芯片的电源。因此，芯片的电源引脚将非常嘈杂，并且包含芯片内部发生的所有切换产生的各种尖峰。如果没有从电源分配中滤除这些噪声，下一个使用相同噪声电源的芯片将受到电源上存在的所有故障和尖峰的干扰。电源用作芯片内部电压的参考，因此该电压应尽可能干净，以防止误触发或在低高之间切换的假低阈值和高阈值。

要过滤电源，有一些适用于数字电路的经验法则。每个芯片的电源引脚和接地引脚之间应尽可能靠近一个 100nF 电容器。与此 100nF 电容器的连接应尽可能短。每 4 个数字芯片放置一个 10 uF 电容器，如果您使用的数字芯片少于 4 个，则无论如何都要在电源和接地轨之间放置一个 10uF 电容器。当涉及高频（> 20 MHz）时，您甚至可以将一个额外的 10nF 与 100nF 并联，以便在更宽的频率范围内获得更好的电源过滤。

您已经使用老式的 LM324 构建了一个增益为 100 的反相放大器。

您想放大一个振幅为 50mVpp（+25mV 至 -25mV）且频率为 60kHz 的小信号。因此，您构建了所示的电路，并测量了输出，该输出应为 50mVpp x 100 = 5Vpp。但令您惊讶的是，您测量到的值为 500mVpp，比实际值小 10 倍。您检查了将增益设置为 100 的电阻器 R2 和 R1，发现它们的值正确。哪里出了问题？

我们哪里错了？

您忘记了 OPAMP 的增益带宽积，它决定了 OPAMP 在特定增益下的最大带宽，或者决定了特定频率下的最大增益。因此，在 OPAMP 的增益和最大频率之间存在权衡。LM324 不是最快的 OPAMP，数据表指定增益带宽积为 1.2MHz。这告诉我们，在 1.2MHz 的频率下，LM324 的增益不能高于 1。

在上面的电路中，我们想要实现 100 的增益，所以理论上我们可以使用的最大频率是

1.2MHz/100=12kHz。

我对上述电路进行了一些测试，发现以下情况：

在 1kHz 时，电路的增益约为 100x（因此对于这个频率，电路产生我们设置的增益）。

在 10kHz 时，电路的增益约为 50 倍（因此是我们设置的增益的一半）。

在 15kHz 时，电路的增益约为 40 倍

在 30kHz 时，电路的增益约为 25 倍

在 60kHz 时，电路的增益仅为 10 倍（因此比我们设置的增益低 10 倍）。

学到教训了吗？

当您想要实现高增益时，您当然必须检查增益带宽积以选择足够快的运算放大器来在所需的频率范围内提供该增益。

当需要高增益时，将增益分配到多个放大器级是一种很好的做法。因此，当您想要获得 100 倍增益时，您可以使用 3 个放大器级：一个 5 倍，一个 5 倍，一个 4 倍。这样总增益为 100 倍，而各个放大器只需产生相对较低的增益。这还可以改善由于 OPAMP 的输入偏置电流而导致的噪声、偏移和电压降，因为您可以使用较低值的电阻器。

您已经用 UA741 构建了一个电压跟随器，该跟随器由 +10V 的单电源供电。您将输入连接到 0V 以查看跟随器是否工作，并在输出端测量到 1.8V。咦？为什么电压跟随器没有做它应该做的事情：跟随？

我们哪里错了？

当您使用单电源操作 OPAMP 时，首先要检查数据表，了解 OPAMP 是否能够使用单电源工作。UA741 并非指定用于单电源操作，而是用于双（对称）电源。您仍然可以在至少 10V 的单电源上使用 UA741。

但在这样做时，您需要检查共模输入范围和输出电压范围，以查看输入范围是否达到地和/或电源轨电压，以及输出电压是否也可以一直摆动到地和/或电源轨。

对于 UA741，当使用 +/-15V 电源时，共模输入范围通常指定为 +/- 13V。当使用 +/-15V 电源且输出端负载较小时，输出电压摆幅指定为 +/-14V。这意味着输出永远无法达到接地或正电源电压。

当输入范围限制为距地和正电源电压约 2V（差值在 +/-13V 和 +/-15V 之间）且输出可摆动至距地和正电源电压约 1V（差值在 +/-14V 和 +/-15V 之间）时，最小输出电压将由最小输入电压决定，即约 2V。

这就是为什么我们在电压跟随器 OPAMP 的输入接地时测量到 2V 的输出。由于 OPAMP 内部与 OPAMP 的输入和输出电路相关的限制，OPAMP 输出根本无法降低。

学到教训了吗？

当使用单电源操作 OPAMP 时，如果您的设计要求 OPAMP 输出摆动至接近地面或正电源轨，则首先检查 OPAMP 的数据表以查看它是否适合单电源操作，检查输入共模范围以查看输入的电压跨度是多少，并检查输出电压摆动（范围）以查看输出是否能够跟随输入以及该范围是否是您所需要的。

您可以选择 RRIO（轨到轨输入输出）OPAMP，因为它们的设计使得输入和输出几乎可以在从 0V 到 Vcc 的整个电源电压范围内摆动。

您制作了一个齐纳电压基准，如原理图所示。齐纳二极管由射极跟随器缓冲，输入电压为 +9V。您预期输出电压等于齐纳二极管 ZD1 上的电压（=约 5V6）减去 Q1 基极-射极结的电压降（=0.7V），即约 4.9V。您测量 R1 上的输出电压，得到的只是 0V！为什么？

我们哪里错了？

电路的问题在于没有电流流过齐纳二极管。没有电流，齐纳二极管就无法工作。当电流为 0mA 时，齐纳二极管上的电压将为 0V，电路的输出电压也将为 0V。所以我们需要为齐纳二极管创建一条电流路径。但是我们从哪里获取这个电流呢？从输出端获取？不，因为当晶体管不导通时，输出端无法提供任何电流，而当齐纳二极管电压为 0 时，晶体管也不导通。

我们需要通过电阻从 +9V 输入电压为齐纳二极管创建一条电流路径。我们需要选择电阻值，以使通过齐纳二极管的电流不会太高，因为那样要么会损坏齐纳二极管，要么会使齐纳二极管发热，从而导致额外的温度漂移。电流也不应太低，因为这样齐纳二极管电压会太低。对于常见的低功率齐纳二极管，电流为 5 到 10mA。

因此，将 (9V - 5V6) / 10mA = 3V4/10mA = 340 欧姆的电阻连接到 +9V 和齐纳二极管的阴极（顶部）将使电路工作，输出端获得 4.9V。

学到教训了吗？

务必检查组件间是否有紧密的电流路径，以便正向和返回电流可以流过组件。否则，组件将“浮动”并与电路断开连接。您也可以移除该组件。

您设计了一个单晶体管缓冲器，用于交流信号，由 +9V 直流电压供电，并配有输入和输出电容器，因此只有信号的交流内容可以通过，而直流内容被阻止。但电路存在问题，因为当施加幅度为 1Vpeak 和 0V 直流偏移的 1kHz 正弦输入信号时，输出根本不是正弦。它看起来更像是一个削波正弦波，其中负部分被移除，剩余部分的幅度为 0.3Vpeak。哪里出了问题？

我们哪里错了？

当我们仔细观察电路时，我们发现 Q1 的基极偏置不正确。只有一个电阻 R1 接地，这意味着如果没有输入信号，Q1 的基极电压将为 0V，输出也将为 0V。晶体管 Q1 只有在基极电压超过 0.7V 时才能导通。因此，当我们施加 +1V 的输入信号时，晶体管将导通，输出电压将为 +1V - [Q1 的基极-发射极电压降] = +1V - 0.7V = 0.3V。当输入信号为 0V 或更低时，晶体管将不导通，输出将为 0V。这就是为什么输出会显示这些 0.3Vpeak 凸起的原因，它们是晶体管导通的输入信号部分。输入信号的其他部分被晶体管切断。

当我们想要解决这个问题时，我们需要用足够高的直流电压偏置 Q1 的基极，以便晶体管在整个输入信号范围内导通。基极电压应至少比信号地高 2V，因此 2Vpp 输入信号可以无失真地传递。在这种情况下，通常 Q1 的基极偏置为电源电压的一半，在这种情况下为 9V/2 = 4V5，以提供足够的余量。我们需要在 Q1 的基极和 +9V 电源之间添加一个 4k7 电阻，以获得 4V5 的基极偏置。有了这个额外的电阻，输入信号可以完全无失真地传递，输出将是输入信号的副本。

学到教训了吗？

在使用一个或多个晶体管设计放大器或（在我们的例子中）缓冲器时，必须检查晶体管的偏置，以查看输入信号是否能够通过放大器或缓冲器，而不会由于缺乏通向供电轨电压或地线的余量而被削波。

您使用 2 个晶体管设计一个 5V 至 3V 电平转换器，用于 5V 数字信号。电路中的晶体管用作开关并被驱动至饱和状态。由于晶体管被驱动至饱和状态，它们会快速开启但关闭速度会相当慢，从而导致输出信号下降沿延迟。为了防止这种情况，我们需要加快电路速度。这可以通过在 Q2 的基极电阻上添加 C1 来实现。R1 和 C1 形成一个微分器，当输入信号从上升沿变为下降沿或从下降沿变为上升沿时，它会为 Q2 的基极提供额外的电流增强。这种额外的电流增强加快了两个晶体管的开启和关闭速度，从而防止了延迟。

我们哪里错了？

无论电路中存在什么设计问题，电路似乎都能正常工作。这是因为电路中的电流受到限制，因此不会造成损坏。

问题是，当 Q2 导通时，它会将 Q1 的基极直接拉至地面，而 Q1 的发射极连接到 +3V3。因此 Q1 的基极发射极结（实际上是一个二极管）直接从 +3V3 连接到地面，没有任何限流电阻。这几乎就像短路一样。

幸运的是，Q2 的基极电阻 R1 值相当高，因此 Q2 的集电极-发射极电流以及 Q1 的发射极-基极电流被限制在两个晶体管的规格范围内。否则，一个或两个晶体管都会损坏。

为了解决这个设计问题，我们需要为 Q1 添加一个基极电阻，这样当 Q2 导通时，Q1 的基极电流就会受到限制。

学到教训了吗？

在设计电路时，重要的是检查在电路的所有可能的工作状态下流过电路的电流是否受到限制，以免超过各个组件的规定最大电流或功率。

您围绕 74HC00 四路 2 输入 NAND 高速 CMOS 芯片构建了一个电路，该电路使用原理图中由 R1 和 C1 组成的 RC 网络延迟 5V 数字输入信号。检查输出信号时，您发现输入信号确实被延迟了。

仔细观察输出信号并放大输出信号的上升沿和下降沿时，似乎两个边沿都不是您所期望的干净斜率。相反，上升沿和下降沿在约 3 到 5us 的时间段内抖动。

怎么会这样？

我们哪里错了？

当我们用更大的电容（例如 1uF）替换 C1 时，我们会看到输出和输入信号之间的延迟按预期增加（大 10 倍），但抖动出现在上升沿和下降沿的时间段也增加了约 10 倍。因此，抖动的持续时间似乎与 RC 网络引起的延迟有关。C1 越大，信号 B 的上升沿和下降沿的斜率越小，这意味着它们变得“更慢”。这意味着信号需要更多时间才能通过第二个 NAND 的输入范围。当我们检查 74HC00 的数据表时，我们看到 5V 电源的高电平输入电压大约为 3.15V，5V 电源的低电平输入电压大约为 1.3V（取决于制造商和温度范围）。但是当第二个 NAND 的输入信号 B 介于低（1.3V）和高（3.15V）输入电压电平之间时会发生什么？我们不知道！它没有指定，所以我们处于相当宽的模糊区域（3.15V - 1.3V = 1.85V）。这就是为什么当第二个 NAND 输入端的信号 B 上升或下降通过输入的模糊区域时，我们会看到输出中的抖动。信号上升或下降通过未定义区域的速度越慢，抖动的持续时间就越长。当我们用 1uF 电容器（大 10 倍）替换 C1 时，抖动持续时间将延长 10 倍。

为了消除输出信号在上升沿和下降沿的抖动，我们需要使用施密特触发器 NAND。74HC132 是 74HC00 的四路 2 输入 NAND 施密特触发器版本。施密特触发器 NAND 的输入没有未定义区域，但具有约 0.7V 的滞后：当两个输入均高于约 2.3V 时，输出将变为低电平（它是 NAND 而不是 AND），而当两个输入均低于约 1.6V 时，输出将变为高电平。因此不再有未定义的输入区域，也不再有抖动。

学到教训了吗？

在使用数字逻辑芯片设计电路时，仔细查看输出和输入电压水平至关重要，尤其是在组合不同类型的芯片（HC，HCT，LS......）时。

当使用具有快速上升沿和下降沿的信号的数字逻辑芯片时，上述问题不会发生，但当上升沿和下降沿较慢时，这可能会导致没有施密特触发器输入的芯片出现问题。通常你不会注意到这些问题，因为你必须放大边缘才能看到抖动。但是当抖动信号用作计数器的时钟输入时，这将导致大惊喜。

您已构建一个 OPAMP 电压跟随器，它将充当缓冲器。从您将电容负载（例如同轴电缆）连接到缓冲器输出的那一刻起，输出信号开始在输出信号的正边沿和负边沿显示振荡或一定程度的振铃。这是为什么呢？

我们哪里错了？

运算放大器不喜欢输出端有容性负载。简单来说：运算放大器的输出阻抗，也就是输出电阻，与容性负载（上图电路中的 C1）形成一个 RC 网络。这个 RC 网络会导致延迟（相移）。由于 RC 网络位于反馈回路内部（反馈来自运算放大器输出和电容器 C1 形成的节点），因此反馈回路会产生额外的相移。这个额外的相移位于已经存在的相移之上，因为大多数运算放大器都有内部补偿来提高稳定性。额外的相移会降低相位裕度，从而导致不稳定（振荡）。相位裕度是增益为 1 时存在的相移量。当相移为 0 且增益为 1 时，我们会因正反馈而产生振荡器。

在上述电路中使用 TL082 时，我们看到振荡频率约为 280kHz，幅度约为 2Vpp，而我们正在缓冲 1Vpp 的信号。我们选择电压跟随器，因为它允许 OPAMP 在其整个带宽上工作（GBP 或 GBWP = 增益带宽积 = 增益 x 带宽，因此当增益=1时，这为我们提供了最大指定带宽）

如何解决这个问题？嗯，有几种不同的解决方案可以停止振荡。最简单的方法是在 OPAMP 的输出和电容负载 (C1) 之间添加一个 10 到 100 欧姆的串联电阻（取决于电容负载的大小）。从输出到反相输入的反馈在此串联电阻之前进行。这称为环外补偿。还有许多其他补偿技术，包括环内补偿。

学到教训了吗？

使用 OPAMP 驱动电容负载时，一定要注意稳定性。电容负载可以是一段电线或同轴电缆。添加串联电阻可以解决问题，但您仍需要找出所需的值。检查稳定性的一个很好的方法是使用输出方波信号的函数发生器，并通过串联电阻（以限制电流）将其连接到 OPAMP 输出。通过像这样敲门，您可以看到输出是否仍然有振荡趋势。当您看到输出上的阻尼振荡时，您就知道 OPAMP 仍然没有足够的稳定性裕度。在这种情况下，您可以尝试增加输出和电容负载之间的串联电阻值，然后重复敲门测试。

您想使用 Arduino 的数字输出来驱动继电器。您设计了一个电路，使用晶体管来切换 12V 继电器，并将晶体管的基极连接到 Arduino 的数字输出。请参阅电路原理图。

测试电路时，起初它似乎可以工作，但过了一会儿，电路就停止工作了。哪里出了问题？

我们哪里错了？

实际上，该电路存在 2 个问题。首先，晶体管的基极直接连接到 Arduino 的数字输出。当 Arduino 的数字输出设置为高电平（3V3 或 5V，因为也有使用 3V3 电压电平的 Arduino 版本）时，该电压将直接位于晶体管的基极-发射极结点上方。该结点与二极管相同，当二极管上的电压达到 0.7V 时，二极管会导通。当将 3V3 或 5V 置于此二极管上时，二极管将形成短路，从而使 Arduino 的数字输出短路。Arduino 的数字输出不能驱动大量电流，因此数字输出将经受住这种滥用。为了解决第一个问题，我们需要在晶体管 Q1 的基极上串联一个电阻。该值并不重要，并限制基极电流。对于 3V3 或 5V Arduino，您都可以使用 >= 4k7 的电阻。其次，我们用晶体管驱动电感负载。继电器是一种电磁铁，而电磁铁是绕在铁芯上的线圈，因此是电感器。当晶体管 Q1 接通时，电流将流过继电器线圈，并形成磁场。该磁场用于机械移动继电器触点，使它们彼此电接触。到目前为止一切正常。当晶体管 Q1 接通后关闭时，麻烦就开始了。当晶体管关闭时，继电器线圈中的磁场会崩溃。这会导致线圈上出现电感反冲电压，由于晶体管关闭，该电压现在处于浮动状态。因此，所有存储在磁场中的能量都会突然以线圈浮动端的高电压形式逸出。该反冲电压大大超过电源电压，而且如此之高，肯定会损坏晶体管，因为它将远远超过晶体管的绝对最大集电极-发射极电压。晶体管可能会存活一段时间，但最终肯定会死亡。

通过在继电器线圈上添加二极管、缓冲器 RC 网络或齐纳二极管，可以解决此问题，这样在电压过高而晶体管无法承受之前，电感反冲能量就会立即消耗掉。通常，二极管的阳极连接到 Q1 的集电极，阴极连接到 +12V 电源。

学到教训了吗？

切换电感负载时，请确保线圈的反冲能量可以以某种方式消散。如果反冲能量未消散，则会导致非常高的电压，从而损坏开关元件（晶体管、场效应晶体管、可控硅、三端双向可控硅开关……）。即使开关元件是机械开关，开关触点也会随着时间的推移而退化，因为在关闭开关后打开时会产生电弧。

您已使用配置为射极跟随器的晶体管通过 Arduino 构建了控制 12V 继电器的电路。射极跟随器连接到 +12V 电源电压，因此继电器获得正确的电压。射极跟随器的基极连接到 Arduino 的数字输出。

但是，当您测试电路并将数字输出设置为高电平时，继电器不会切换。这是怎么回事？

我们哪里错了？

晶体管 Q1 连接为发射极跟随器/缓冲器。这意味着 Q1 的发射极将“跟随”Q1 基极的电压减去基极-发射极结二极管的 0.7V 压降。因此，当 Arduino 的数字输出为高电平且电压为 5V 或 3V3（有些 Arduino 版本支持 3V3 电压水平）时，Q1 的发射极将具有 (5V - 0.7V) = 4.3V 或 (3V3 - 0.7V) = 2V6 的电压。继电器连接到 Q1 的发射极，需要 12V 才能工作。因此，当继电器获得 4.3V 或 2V6 时，它肯定不会工作。如何解决这个问题？在这种情况下，缓冲器或发射极跟随器不是正确的解决方案。我们需要将晶体管配置为开关（共发射极配置），方法是将发射极接地，并将继电器连接在集电极和 +12V 之间。不要忘记在继电器线圈上放置一个二极管来吸收感应反冲的能量，这样晶体管在打开后关闭时就能承受高压反冲。

学到教训了吗？

务必检查电路中的电压水平是否适合您要执行的操作。使用晶体管时，请检查晶体管的配置及其特性。每种配置（射极跟随器 = 共集电极、共基极和共射极）都有自己的特殊特性。

您设计了一个极简主义的电容式滴管（我不推荐，但这只是一个假设的情况。所以不要在家里尝试！），直接从主电压点亮普通红色 LED。

在欧洲，市电电压的有效值为 230V，频率为 50Hz。峰值电压 = 有效值电压 * 平方根 (2) = 约 325Vpeak。

电源电压在 +325V 和 -325V 之间波动，因此峰值电压是其两倍。但 LED 仅在电源电压为正时才传导电流。仅使用电源交流电压的正部分。我们希望将流过 LED 的电流限制为 10mA，这样才能获得足够的光强度。

利用这些信息，我们可以计算出所需的阻抗 C1 = 1 / (2 pi 50Hz * C1) 以获得 10mA 电流。

电路中显示了计算结果。你用计算出的 C1 值构建电路，但当你将电路连接到电源电压时，LED 只会短暂亮起，然后就再也不会亮了。LED 损坏了。为什么？

我们哪里错了？

由于 LED 仅在电源电压为正时才导通电流，因此我们忘记了注意电源电压负周期期间发生的情况。LED 在电源电压负周期期间不导通，因此没有电流（或只有非常小的漏电流）会流过 LED。这意味着整个 -325V 峰值电压都在 LED 上。换句话说：LED 获得约 325V 的反向电压（忽略由于 LED 的 10 到 50uA 反向漏电流导致的 C1 上的压降）。

大多数标准通用 LED 的反向击穿电压规定为 5V。因此，在交流电源电压的负半周期内，我们允许 LED 承受 325V 的反向电压，这肯定会损坏 LED。

如何解决这个问题？将一个标准二极管与 LED 并联，但与 LED 反向，即可解决此问题。此二极管将限制 LED 上的反向电压为 0.7V，因此完全在 LED 的 5V 反向击穿电压范围内。

学到教训了吗？

在设计由交流电源供电的电路时，一定要非常小心，确保所有电流、电压和功率耗散都在所用组件的规格范围内。使用交流电源时，电压和电流都很高，因此很容易犯错误，从而导致危险情况：火灾、触电、电击。所以，除非你知道自己在做什么，否则不要去做这件事。

您想使用 Arduino 的数字输入检查 12V 电平信号（或电源电压）是否存在。当然，您不能将 12V 信号/电源直接连接到 Arduino 的数字输入，因此您设计了一个带有 4V7 齐纳二极管的电路，该电路将 12V 信号限制为最大 4V7。我们假设您使用的是 5V 电平 Arduino（其他 Arduino 版本使用 3V3 电平）。

电路就是结果。可以吗？

我们哪里错了？

该电路可能并且很可能会工作，但肯定不推荐。当开关 SW1 闭合时，所有电流将从 +12V 流经 R1 和开关到地。闭合开关上的电压将为 0，因此 ZD1 的阳极连接到 0V。Arduino 的数字输入将看到 0V。当开关打开时会发生什么？

齐纳二极管 ZD1 将作为二极管而不是齐纳二极管工作，因为它正向连接到 Arduino 的数字输入。因此 ZD1 只会压降 0.7V，而不是 4V7。

总结：当开关 SW1 断开时，+12V - 0.7V（ZD1 上的压降）= 11.3V 通过 6k8 电阻 R1 连接到 Arduino 的数字输入。该电阻将进入数字输入的电流限制为安全值。这就是为什么虽然齐纳二极管不工作，但电路仍然工作的原因。当数字输入的电压水平超过 Arduino 的电源电压时，输入的内部保护二极管（连接在输入和电源之间的二极管）将开始导通。当没有与输入串联使用限流电阻时，这会导致大电流从输入流向电源。

在第二个电路中，显示了适当的解决方案，其中齐纳二极管实际上起作用并限制了 Arduino 数字输入处的电压。

学到教训了吗？

处理数字输入时，尤其是在转换信号电平以使其与数字输入的规格相匹配时，请注意正确完成电平转换，并采取预防措施限制进入输入的电压和电流以保护输入。

您已经构建了一个典型的三角波形发生器，它由 2 个 LM324 四路通用 OPAMP 的 OPAMP 组成，并由单个 +15V 电源供电（见电路）。OPAMP U1 配置为施密特触发器，具有相对较宽的滞后，由电阻器 R2 和 R1 的值定义。OPAMP U2 配置为积分器，其时间常数由电阻器 R4 和电容器 C1 的值定义。当 U1 的输出为低电平时，OPAMP U2 的输出将线性上升，因为 U2 是一个反相积分器。当 U2 的输出达到施密特触发器的正阈值时，施密特触发器的输出将变为高电平。此时，U2 的输出将开始线性下降，直到达到施密特触发器的负阈值。当达到此负阈值时，施密特触发器的输出将再次变为低电平，整个过程重复。

因此，正常情况下，U2 的输出端会有一个漂亮的线性三角波形。但是，当我们检查输出时，我们会看到电路中显示的奇怪扭曲三角波形。这是怎么回事？

学到教训了吗？

MLCC 陶瓷电容器具有明显的电压依赖性。尽管存在这种依赖性，但它们仍可用于电源滤波或用作涉及恒定直流电压的旁路电容器。

MLCC 电容器不适合在电容器电压发生显著变化的情况下使用，就像我们的三角波形发生器一样。

在线性很重要的应用中，请务必使用具有高质量稳定电介质的电容器，积分器中的 fe，电荷放大器， RC 时间常数等...

我们哪里错了？

首次为焊接或面包板上的电路供电时，最好使用电源的限流功能。我主要做的是在电路未连接时设置电路所需的电压。设置所需电压后，将电流限制设置为 0mA，这样电源就会进入限流状态，电压变为 0V。然后连接电路，通过调节限流器慢慢增加电流。通常，您可以粗略估计电路将吸收的最大电流。当您增加电流并且电流超过您认为的电路正常电流时，请小心。

有可能有一个大电容需要充电，因此，当达到预期电流时，请停止增加电流限制并等待一段时间。如果您看到电压在您未触摸电流限制器时缓慢增加，则说明电容器必须充电。

1. 如果电压已达到设定电压，但电流在您增加电流限制时继续增加，则停止将电流限制增加到不会损坏电路的值：例如，当您的电路只有几个低功率运算放大器时，则停止在约 50mA。当您的电路连接了 Arduino、一些继电器和一些传感器时，则停止在约 100mA 到 200mA（具体取决于情况）。当您的电路有开关转换器时，您可以在对开关转换器的开关元件仍然安全的电流下停止，该电流可以是几安培。换句话说，不要将电流增加到肯定会损坏电路中芯片的值。停止增加电流限制后，用手指仔细检查是否有任何组件变热。在用手或手指检查时，您可以缓慢增加电流，并且您可能能够用手指精确指出哪个组件给您带来了麻烦。但要小心，因为当您过快增加电流时，您可能会烫伤手指。更好的工具是热像仪，但对于业余爱好者来说，它们仍然相当昂贵，除非你购买分辨率和速度有限的热像仪。
2. 如果电压已达到设定电压，而电流在您增加电流限制时停止增加到您预期的值，那么您就知道一切正常。您可以将电流限制设置为比电路消耗的电流稍高，这样在您进行可能导致问题的更改后，下次通电时它就会受到保护。

学到教训了吗？

当您不确定所供电的电路是否状况良好或第一次打开电路时，请务必使用电源的电流限制器。

当您测试主电源供电的开关电源或主电源供电电路时，最好使用隔离变压器和自耦变压器，这样您就可以慢慢增加开关电源的交流输入电压，同时注意功耗。隔离变压器与主电源隔离，这样您就可以更安全地工作。

您需要一个 500uA 的电流源，并决定使用 78L05 稳压器构建一个。78L05 是一款低功耗稳压器，可尝试将接地引脚和输出引脚之间的电压差保持在 5V。但是，当我们让接地引脚悬空并在输出引脚和接地引脚之间连接一个电阻时，我们就制作了一个电压到电流转换器。当负载电阻足够低时，此电压到电流转换器将向负载提供恒定电流。即使负载短路，电流源也不会提供超过设定的电流。

当我们需要 500uA 输出电流时，我们只需在输出引脚和接地引脚之间连接一个 10kOhm 电阻。我们让接地引脚悬空，并将负载连接到现在悬空的“接地”引脚。查看图中的电路图。

78L05 稳压器将尝试保持节点 1 和节点 2 之间的 5V 差值，从而通过这个 10k 电阻 (R1)。由于 R1 上的电压将恒定为 5V，并且 10k 电阻值是常数，因此流过 R1 的电流 Iout 也必须是常数，并且不能高于 5V/10k = 500uA。流过 R1 的电流 Iout 也将流过 R2，即我们的负载电阻。

理论部分到此结束。您在面包板上搭建此电路，并在使用 +10V 电源为电路供电后，测量 1k 负载电阻 R2 上的电压，因为这将告诉您有多少电流流过 R2。您预期电压为 500uA * 1kOhm = 0.5V（比 R1 上的电压小 10 倍，这是有道理的，因为 R1 比 R2 大 10 倍）。

但令你惊讶的是，你测量到的电压约为 3V，而不是 0.5V。因此电流比你预期的要高得多。你用连接在节点 2 和 R2 之间的安培表检查了这一点，是的，电流不是 500uA，而是约 3mA。

哇，比预期高出 6 倍！！怎么会这样？？

我们哪里错了？

电流源的原理完全正确。但我们忘记了，我们面对的是一个不完美的调节器。我们说过，通过 R1 的电流与通过 R2 的电流相同。但是流入或流出接地引脚的电流呢？我们忽略了这个电流，但我们能忽略它吗？

当我们检查正在使用的 LM78L05 的数据表时，我们发现静态电流指定为约 3mA。

该静态电流是进入稳压器使其能够工作的电流，但不会从输出流出。相反，它会通过接地引脚返回电源。换句话说，3mA 的电流从稳压器的接地引脚流出并进入 R2，然后通过参考接地返回电源。因此，即使我们移除 R1，3mA 的电流也会流入 R2，因为稳压器需要此电流才能工作。

这解释了为什么我们测量的是 3mA 而不是 500uA，因为 3mA 只是调节器为其内部厨房吸取的静态电流。

我们预期的 500uA 的 Iout 电流与在节点 2 处加到 Iout 的 3mA 静态电流相比可以忽略不计，在节点 2 处它们都流入负载 R2。

下面是我使用不同 R1 值对该 LM78L05 电路进行的一些电流测量：

1. R1 = 100 欧姆 => 流过 R2 的电流 = 53mA，而不是预期的 50mA (5V / 100)
2. R1 = 500 欧姆 => 流过 R2 的电流 = 13mA，而不是预期的 10mA (5V / 500)
3. R1 = 1k 欧姆 => 流过 R2 的电流 = 8mA，而不是预期的 5mA (5V / 1k)
4. R1 = 10k 欧姆 => 流过 R2 的电流 = 3mA，而不是预期的 500uA (5V / 10k)
5. R1 = 100k 欧姆 => 流过 R2 的电流 = 3mA，而不是预期的 50uA (5V / 100k)

电流值略有四舍五入，因为静态电流会随温度、输入电压和输出电流而变化。但您会看到在所有测量中都出现了额外的约 3mA。

结论：

LM78L05 或该稳压器的任何其他变体均不适合构建低电流电流源。您将免费获得您未要求的 3mA 电流。

但这个问题有一个解决方案：

在第二幅图中，您可以看到如何使用配置为电压跟随器的 OPAMP 来解决问题。现在，LM78L05 稳压器的静态电流不会加到 Iout，而是由 OPAMP 提供的。由于 OPAMP 配置为电压跟随器，因此其输出将具有与其输入相同的电压，对于稳压器而言，这与直接连接相同。重要的区别是，输出电流现在不受稳压器静态电流的影响，而仅受 OPAMP 非反相输入的输入偏置电流的影响。当使用具有 JFET 输入的 OPAMP 时，输入偏置电流将在纳安甚至皮安范围内。在这种情况下，Iout 将不受 OPAMP 输入偏置电流的影响，因为它比 Iout 小几个数量级。

学到教训了吗？

使用稳压器构建恒流源时，请务必检查稳压器的静态电流是否远低于所需的恒定输出电流。否则，取决于温度、输入电压和输出电流的静态电流将成为电流源输出电流的重要因素。